復雜射頻干擾環境下的高靈敏度GPS系統設計

2014-07-31 來源:微波射頻網 我要評論(0) 字號:

1、引言

GPS功能已成為智能手機的標準配置。隨著便攜式設備市場的爆發性成長,手機環境下的射頻干擾,已經成為GPS系統設計者最為頭疼的問題之一。在如此嘈雜的射頻干擾環境下設計高靈敏度的GPS系統,已經是手機設計中最大的挑戰。

本文將對采用前置低噪聲放大器的GPS系統進行研究,通過增加前置低噪聲放大器的方法,GPS系統的靈敏度和首次定位時間將得到明顯提高,且抗干擾能力更強。

2、GPS系統簡介

目前GPS功能已成為智能手機中的標準配置。導航服務是GPS的一大應用,在手機中集成GPS,可以非常輕松地實現車輛的自主導航,用戶將不再因為迷路耽誤自己的行程,便捷而實用。越來越多帶GPS功能的手機反過來將會推動位置服務(LBS)的發展。LBS應用通過手機的位置信息可以滋生出很多增值服務,比如幫助用戶找到附近的飯店、銀行、交通服務設施等,這種服務將是未來信息領域一個主要的新興市場。在可預見的未來,GPS功能將會隨著手機功能的拓展而衍生出越來越多的應用。

但是與此同時,手機中集成的GPS系統也面臨著日益嚴重的問題。隨著無線通信技術的快速發展和手機功能的不斷增多,各種射頻標準的相互干擾問題凸顯。目前手機中集成的射頻標準主要有第二代數字通信標準GSM,第三代TD-SCDMA/WCDMA,藍牙Bluetooth,調頻收音FM-radio,無線局域網WLAN等等。在設計手機系統時,必須考慮電磁干擾(EMI)和電磁兼容EMC)的問題,以避免相應的功能受到環境干擾而性能受損,甚至無法工作的惡劣影響。盡管各個國家和地區已經建立了相應的電磁規范以規避上述問題,但手機設計和制造廠商依然面臨著日益復雜和嚴峻的挑戰。

相對于其它無線通信系統而言,GPS系統的輸入信號功率非常微弱。按照GPS系統的設計規范,GPS信號是從距離地面約兩萬公里的低軌衛星上發送到地面上的固定或移動裝置,以地面接收裝置距離衛星的地平面仰角50度為例,GPS的L1頻段中心頻率為1575.42MHz,則自由空間衰減F可由下式計算:

(1)

則接收到的GPS信號L1頻段功率Pr可近似由下式計算得到:

Pr=Ps-F-Loss (2)

衛星的有效發射功率Ps為26.8dBW,自由空間衰減F約為183dBc,額外的大氣損耗Loss約為3.7dBc,這樣得到的GPS系統L1頻段CA碼信號的地面強度約為-160dBW,即-130dBm。在實際使用過程中,由于衛星發射和地面接收機的仰角不同,以及受樹木,建筑,橋梁等的遮擋,一般GPS信號到達地面的強度甚至可能遠遠低于-130dBm。

而其它的通信系統中,GSM900發射功率為33dBm,GSM1800和GSM1900均為30dBm,WLAN為14~20dBm,Bluetooth為0到10dBm,其最大強度大約是GPS信號的10的15次方倍,即1000萬億倍!即使在GPS接收機前端增加傳統的SAW帶通濾波器,由于干擾信號的頻段距離GPS的頻段較近,一般只能提供額外的30~40dB隔離度,遠遠不足以將干擾信號衰減到忽略不計的程度。如此惡劣的射頻環境給GPS系統設計帶來了非常嚴峻的挑戰。

對系統設計者而言,GPS系統有幾個比較關鍵的設計指標,如靈敏度Sensitivity和首次定位時間(簡稱TTFF)等等。手機中的GPS系統常常受到外部射頻干擾的影響,此時的干擾可以看作噪聲的一部分,在降低信噪比參數的同時,靈敏度指標也隨著惡化,首次定位時間TTFF延長,直至完全無法搜索到GPS信號。

讓我們來看一下射頻干擾是如何影響GPS系統性能的。一般而言,GPS系統的靈敏度可由下式決定:

靈敏度Sensitivity[in dBm]

(3)

式(3)中,第一項Eb/N0由GPS系統的基帶BPSK解調性能決定的,第二項中,Rb是GPS基帶信號碼率,C/A碼中Rb等于50赫茲,即20毫秒的相干累積時長所得到的處理增益;第三項Gp是系統非相干積累增益;第四項N0為系統天線端口的熱噪聲功率譜密度,在室溫下等于-174dBm/Hz,第五項為GPS系統的噪聲系數。前三項代表了GPS基帶部分所帶來的性能限制,而后兩項則代表了射頻部分所帶來的性能限制。在GPS的系統設計中,靈敏度的提高也是通過提高兩個方面來得以實現,一部分是基帶的Eb/N0解調性能,另外一部分則是射頻部分的噪聲系數NF性能。

除了靈敏度是消費者最關心的GPS系統指標之外,首次定位時間(TTFF)也直接影響消費者的切身體驗。GPS設備的TTFF與其啟動條件有關,可以分為三種情況:一是接收器本身完全無有效衛星數據的冷啟動(Cold Start);一是接收器具有有效的星歷數據、時間和起始位置,稱為暖啟動(Warm Start);如果再具有更準確的廣播星歷數據,則稱為熱啟動(Hot Start)。

對于一個不具任何有效定位數據的GPS終端來說,最重要的是要收齊四顆衛星個別的廣播星歷及衛星時間數據,才能正確地計算定位。由于衛星是以50bit/s的速率來發射信號,因此同步收齊四顆衛星一個完整幀數據的時間,至少需要30秒(即1500bps),其中需花18秒下載廣播星歷。因此,冷啟動與熱啟動的定位時間相差甚大,前者所需時間至少需要18~36秒,接收過程中如果出現了任何干擾而導致信號中斷,那就得重新再接收一次。相比較之下,如果在GPS設備的內存中已有完整且有效的廣播星歷資料,只要確認目前在頭頂上的四顆衛星,即可立即進行定位計算,定位動作甚至在1秒之內就可完成。

冷啟動的首次定位時間由如下幾項組成,接收機啟動時間Twarm,捕獲時間Tacq,跟蹤時間Ttrack,導航電文讀取時間Tced+gst,導航方案計算時間TPVT。而熱啟動僅僅包括捕獲時間Tacq,跟蹤時間Ttrack。一般而言,Twarm,Tced+gst,TPVT是相對固定的,而Ttrack和Tacq則決定了系統的首次定位時間長短。本文僅考慮射頻干擾對Tacq和Ttrack的影響而忽略其它時間項從而簡化了分析模型。在捕獲和跟蹤期間,系統通常有兩種處理方法來提高解調增益:相干累積和非相干累積。

相干累積可以較大提高處理增益,但相干時長不能無限加長,因為20毫秒周期的導航電文會帶來位翻轉,從而影響相干結果.而非相干累積可以采用較大的累積時長來獲得更大的增益.但是相對于相干累積而言,非相干累積存在平方損失, 考慮到該損失之后的非相干累積的總增益可由下式計算:

(4)

式(4)中第二項為非相干累積所帶來的平方損失項,n為非相干累積的次數,直接決定非相干累積的持續時間,在給定檢測概率Pd=0.9和虛警概率Pfa=1e-7時Dc(1)約等于21。

3、高性能GPS低噪聲放大器對系統性能的提升

如圖1所示,傳統的GPS系統解決方案為GPS貼片電感直接與GPS接收IC相連接,該方案具有BOM成本低,占用手機內部空間小,布線簡單等優點,但不可忽視的是,該方案的性能指標受到了一定的限制。由于手機內部和周邊環境的射頻干擾非常嘈雜,GPS接收IC往往會受其影響而導致接收性能下降;除此之外,由于受手機PCB布線局限,GPS貼片天線一般距離接收IC較遠,兩者之間的PCB走線插損也對系統性能造成了不可忽視的影響。

圖1 傳統的GPS系統解決方案和改進方案對比

改進方案則加入了SAW濾波器和AW5005 GPS前置低噪聲放大器,SAW濾波器可以有效濾除帶外射頻信號的干擾,低噪聲放大器則進一步降低了系統的噪聲系數,有效的提高了系統性能。上海艾為電子技術有限公司推出了全新的GPS前置低噪聲放大器AW5005,相對于傳統方案,AW5005極為有效的提高了GPS系統性能,降低了復雜射頻環境下的GPS系統設計難度。

圖2所示為沒有AW5005和加入AW5005的GPS系統在不同靈敏度下的首次定位時間TTFF的區別。從圖2可以看出,無論在高低靈敏度條件下,擁有AW5005的系統TTFF遠遠小于缺少AW5005的GPS系統。

圖2 沒有/加入AW5005前端模塊的GPS系統在不同靈敏度下的TTFF

我們由公式(3)可知,接收IC前端的噪聲系數會影響系統的靈敏度。對于圖1中的改進方案,系統的級聯噪聲系數可由下式決定:

(5)

式(5)中,ILSAW為SAW濾波器的插損,NFLNA和PGLNA分別為LNA的噪聲系數和功率增益,ILTRACE為走線插損,NFRX為接收IC的噪聲系數。從式(5)可知LNA的噪聲系數直接影響靈敏度,在相同的靈敏度要求下,LNA噪聲系數越小,首次定位時間也隨之變小,其變化的趨勢如圖3所示。同理TTFF隨LNA的功率增益變化趨勢如圖所示,LNA的功率增益越大,TTFF越小,當LNA的增益較小時,TTFF的變化趨勢較快;當LNA的功率增益大于16dB時,TTFF受其影響變小。

圖3 系統TTFF隨LNA噪聲系數和功率增益的變化曲線

LNA之前的SAW濾波器可以有效的濾除帶外的射頻干擾。但是正如前文分析的,GPS的輸入信號非常微弱,目前絕大多數的商用SAW濾波器的帶外抑制都較為有限,即使經過SAW濾波器的干擾信號依然對GPS的輸入信號造成了嚴重的影響,因此LNA的線性度就至關重要:在相同的輸入信號強度下,線性度較差的LNA所需的首次定位時間要比線性度好的LNA長。按照帶外干擾信號的類型來劃分,主要有如下三種:

(1)帶外強干擾造成LNA增益下降,噪聲系數上升。

一般手機在GSM頻段的最高發射功率可達33dBm,假定GSM天線到GPS/WLAN天線的隔離度為20dB(包括天線之間的VSWR失配),SAW濾波器的帶外抑制為30dB,則LNA輸入端看到的最大輸入信號功率為-17dBm,當手靠近手機時GSM天線的VSWR會發生明顯變化,該強干擾信號的強度可能會高達-15dBm,如此強的干擾會導致LNA輸入飽和,從而其功率增益和噪聲系數會惡化,GPS系統性能受到嚴重影響。

圖4 系統TTFF隨LNA 1dB壓縮點的變化曲線

圖4所示是TTFF隨LNA的1dB壓縮點P1dB的變化趨勢。帶外干擾強度為-15dBm,GPS系統的輸入信號強度為-165dBm。從圖中可以看出,即使P1dB高于帶外干擾信號的強度,其首次定位時間TTFF仍然受到較大的影響;而當P1dB遠高于帶外干擾信號后TTFF受P1dB的影響變得微乎其微。AW5005可以提高高達-7.6dBm的1dB壓縮點,遠高于業界同類產品的水平,確保GPS系統不會因為帶外強干擾而性能惡化。

(2)帶外雙音信號經過LNA產生的三階交調項(Inter-modulation)落在GPS帶內。

一個典型的例子是PCS-1900和GSM-1800的帶外雙音信號經過LNA后產生的交調項正好落在GPS帶內。PCS-1900的發射頻率為1851MHz,發射功率為24dBm,假定發射天線距離GPS天線1米,從而在GPS天線處看到的干擾信號強度為-20dBm,經過濾波器在LNA輸入端看到了功率為-60dBm。而GSM-1800的發射頻率為1713MHz,發射功率為+36dBm,在GPS天線端看到的信號強度為21dBm,則經過濾波器后的強度為-19dBm。經過LNA后,該雙音信號產生的三階交調項頻率為:2×1713MHz-1851MHz=1575MHz,正好落在GPS信號帶內,從而惡化了GPS系統的性能。等效到LNA輸入端口看到的交調項強度可由下式表示:

Pint=2PGSM+PPCS-2IIP3 (6)

式(6)中PGSM和PPCS分別為雙音信號的強度,IIP3為LNA的輸入三階交調點。而帶內的干擾信號對GPS系統的信噪比影響如下式[5]:

(7)

式(7)中,C/N0為沒有干擾信號時的系統載噪比(carrier-to-noise-density-ratio),Pin為LNA輸入端口看到的輸入信號強度,Q為擴頻增益因子,窄帶干擾時為1,寬帶擴頻干擾時為1.5,寬帶噪聲干擾時為2;Rb為GPS偽隨機碼率,當GPS信號為C/A碼是Rb等于1.023M,因此可以得到TTFF隨LNA的IIP3指標變化趨勢如下圖所示。AW5005可提供高達+6.5dBm的三階交調點IIP3,有效的減小了帶外多個干擾源對GPS系統的影響。

圖5 交調干擾下系統TTFF隨LNA 三階交調點的變化曲線

(3)帶外寬帶干擾可在單頻強干擾的條件下產生互調項(Cross-modulation)落在GPS帶內。

除了雙音信號的交調項,某個窄帶強干擾(Blocker)和寬帶干擾信號依然可以產生帶內的互調項從而影響性能。比如,GPS手機鄰近的移動設備無線局域網(WLAN)正在工作,最大發射功率為20dBm,則LNA輸入端接收到的信號功率為:

(8)

式(8)中,F為WLAN發射源到手機GPS天線的衰減,λ為波長,BWWLAN和BWGPS分別為WLAN和GPS的信號帶寬,假定d為1米,PTX等于17dBm,由此計算得到LNA輸入端接收到的WLAN信號強度約為-60dBm;另一強干擾源為GSM-1800,經過濾波器的強度為-19dBm,從而得到互調項的強度如下式[6]:

(9)

式(9)中,PWLAN和PGSM分別為LNA輸入端看到的WLAN和GSM信號強度,Cfactor為考慮到采用IIP3來表征互調的校準因子。將互調項代入式(7),并且考慮到寬帶擴頻信號干擾時的校準因子Q等于1.5,可以得到TTFF隨IIP3的變化曲線如圖6所示。LNA在IIP3分別等于-5dBm和+5dBm時,首次定位時間最大相差15倍,由72秒減小至4.7秒。現在的移動設中,WLAN已經是標準配置,AW5005則讓內置GPS在WLAN的干擾信號下隨時隨地放心工作。

圖6 互調干擾下系統TTFF隨LNA 三階交調點的變化曲線

4、AW5005同國內外同類產品的比較

通過上文,我們了解了LNA的噪聲系數NF和線性度指標P1dB/IIP3對GPS系統的性能影響至關重要。下面我們通過與國內外同類競爭產品的比較來讓讀者更深刻的認識AW5005的優勢。無論是噪聲系數NF,還是線性度指標P1dB/IIP3,AW5005都達到了業界領先水平,大大簡化了復雜射頻環境下內置GPS系統的設計要求。

這里值得一提的是,設計LNA模塊時必須考慮功率增益PG和IIP3的折中,高功率增益往往線性度較差。現實中,通常采用OIP3指標來衡量模塊的線性度指標更為準確和可靠。圖7中列舉了國內外同類產品的OIP3指標,AW5005依然在同類型產品中領先。

圖7 同類型LNA產品性能參數對比

為了衡量LNA的綜合性能,文獻[8]給出了優值計算公式來進行更為公平的比較。該公式如下所示:

(10)

由此得到的各個相關產品和AW5005的優值如圖8所示。AW5005以22.6dB的最高分,比同類產品高2~10dB不等。由此可見,AW5005將是手機內置GPS系統設計者和供應商們的首選。

圖8 同類型LNA產品綜合優值對比

5、線性度傳導測試案例

為了體現線性度在整體測試環境中的優勢,我們搭建了如圖9所示的傳導測試平臺,用來測試在干擾環境下的GPS整機性能。如圖所示,該測試平臺包括兩個不同頻率的干擾源,可以用來模擬產生三階交調的干擾信號(如1.713GHz的UMTS頻段的和1.851GHz的GSM1800頻段),以及二階交調的干擾信號(如824M的GSM頻段和2.4GHz的ISM頻段等

圖9 干擾環境下的整機傳導測試

等),GPS信號源用來產生模擬GPS系統的8顆衛星信號,隨后經過一個高線性度的寬帶Diplexer功率合成輸出到樣機的天線饋點處。GPS系統采用國內某廠商試產樣機,對比芯片采用國內M公司的主打產品(簡稱為M),干擾信號源頻率分別為1713MHz的UMTS頻段和1851的GSM1800頻段,當GPS信號功率強度分別為-128dBm(左圖)和-143dBm(右圖)時不同干擾功率下的信噪比對比。

圖10 干擾環境下AW5005同同類型芯片M的整機傳導測試

從圖10可以得出結論,當GPS信號功率為-128dBm時,AW5005的抗干擾能力明顯強于M:當等效干擾信號強度為-82dBm時,采用AW5005的整機要比采用M芯片的整機載噪比高14dB,隨后M芯片的整機無法有效跟蹤GPS信號,進入失效狀態,而采用AW5005的整機仍然能夠準確定位,知道有效干擾信號強度為-69dBm時才進入失效狀態。相比M芯片,AW5005的抗干擾能力高達13dB。同理當GPS信號為-143dBm時,AW5005的抗干擾能力為14dB,最高載噪比優勢為4dB。圖10中的下圖分別為不同GPS信號功率時AW5005的載噪比優勢。

由于干擾信號的的頻率和來源較為復雜,其對整機GPS傳導性能的影響此處不再贅述,上述情況僅為一典型案例,其它情形可基于干擾環境下的整機傳導測試平臺進行相關測試。由上所述,AW5005的抗干擾能力在國內外同類產品中具有較為明顯的優勢,尤其適合用于基帶和射頻干擾信號較多的智能機解決方案中。

6、結論

隨著便攜式設備的爆發性成長,手機環境中的射頻干擾日益嘈雜,內置的GPS系統面臨著越來越嚴峻的挑戰。 上海艾為電子技術有限公司推出的GPS低噪聲放大器產品AW5005,有效的解決了上述問題。與傳統的GPS LNA方案相比,AW5005提供了更低的噪聲系數、更好的線性度、更快的交貨時間和更有競爭力的性能。AW5005采用全CMOS工藝和獨特的線性度提升技術,特別適用于手機內置的GPS系統前端。從系統設計的角度,AW5005也為GPS系統廠商提供了更高的價值,已促動內置GPS模塊在功能和性能上進一步提高。

作者:上海艾為電子技術有限公司 王晗
 
7、參考文獻
 
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[2] Jinho Ko, et al., ”A 19-mW 2.6-mm2 L1/L2 Dual-Band, CMOS GPS Receiver,” IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 40, NO. 7, JULY 2005.
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[5] Sameet Mangesh Deshpande, “Study of Interference Effects on GPS Signal Acquisition”, Ph.D. thesis, http://plan.geomatics.ucalgary.ca/papers/04.20199.smdeshpande.pdf‎
[6] Chris W. Liu and Morten Damgaard, “IP2 and IP3 Nonlinearity Specifications for 3G/WCDMA Receivers,” http:// http://highfreqelec.summittechmedia.com/Archives/Jun09/HFE0609_Liu.pdf
[7] D. R. de Llera González, “A behavioral-based multi-agent optimization algorithm for system level radio design,” in Analog Integrated Circuits and Signal Processing October 2009, Volume 61, Issue 1, pp 35-46
[8]. R. A. Pucel, H. A. Haus, and H. Statz, “Signal and noise properties of gallium arsenide ?eld effect transistors,” in Advances in Electronics and Electron Physics, L. Morton, Ed. New York: Academic, 1975,vol. 38, pp. 195–265.
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